- 電流模式降壓轉換器的取樣電阻放置位置：輸入端、輸出端及續流管
- 三種位置各自的優點及缺點
- 峰值電流模式和谷點電流模式的工作原理
- 使用高端主開關管導通電阻等設計應該注意的問題
- 在輸入端，使用高端MOSFET導通電阻作電流取樣電阻
- 在續流端，配置為谷點電流模式，用續流MOSFET導通電阻作電流取樣電阻
- 在輸出端，常用峰值電流模式，用電感DCR作電流取樣電阻
對于電流模式的降壓轉換器，電流的取樣電阻有三種不同的放置方式：①放置在輸入回路，即與高端主開關管相串聯;②放置在輸出回路，即與電感相串聯;③放置在續流回路，即與續流二極管或同步開關管串聯。有時候為了提高效率，可以取消外加的取樣電阻，用高端主開關管的導通電阻、電感DCR或續流同步開關管的導通電阻作電流取樣電阻。本文將詳細地闡述這些問題，并比較它們各自的優缺點，從而使電源工程師有針對性地選取不同的架構，來滿足實際應用要求。
電流取樣電阻在輸入端的降壓轉換器
電流取樣電阻在輸入端的降壓轉換器如圖1所示。在電流模式的降壓轉換器拓樸結構中，反饋有兩個環路：一個電壓外環，另一個是電流內環。電壓外環包括電壓誤差放大器、反饋電阻分壓器和反饋補償環節。電壓誤差放大器的同相端接一個參考電壓Vref，反饋電阻分壓器連接到電壓誤差放大器反相端VFB，反饋環節連接到VFB和電壓誤差放大器的輸出端VC。若電壓型放大器是跨導型放大器，則反饋環節連接到電壓誤差放大器的輸出端VITH和地。目前，在高頻DC/DC的應用中，跨導型放大器應用更多。本文就以跨導型放大器進行討論。輸出電壓微小的變化反映到VFB引腳，VFB引腳電壓與參考電壓的差值被跨導型放大器放大，然后輸出，輸出值為VITH。跨導型放大器輸出連接到電流比較器的同相端，電流比較器的反相端輸入信號為電流檢測電阻的電壓信號VSENSE。由此可見，對于電流比較器，電壓外環的輸出信號作為電流內環的給定信號。對于峰值電流模式，工作原理如下：在時鐘同步信號到來時，高端的主開關管開通，電感激磁，電流線性上升，電流檢測電阻的電壓信號也線性上升。由于此時電壓外環的輸出電壓信號高于電流檢測電阻的電壓，電流比較器輸出為高電壓;當電流檢測電阻的電壓信號繼續上升，直到等于電壓外環的輸出電壓信號時，電流比較器輸出翻轉，從高電平翻轉為低電平，邏輯控制電路工作，關斷高端主開關管的驅動信號，高端的主開關管關斷，此時電感開始去磁，電流線性下降，到下一個開關周期開始的時鐘同步信號到來，如此反復。
圖1電流取樣電阻在輸入端的同步降壓轉換器
由此可見，峰值電流模式檢測的是上升階段的電流信號。在每個開關周期，輸入回路高端的主開關管流過的電流波形為上升階段的梯形波，續流回路低端的開關管流過的電流波形為下降階段的梯形波，而輸出回路電感的電流波形為包含上升和下降階段的鋸齒狀波形。因此，如果電流取樣電阻放在降壓轉換器的輸入回路，系統一定工作于峰值電流模式。
對于降壓轉換器，輸入電壓高于輸出電壓，電流取樣電阻放在Buck轉換器的輸入回路，那么電流比較器的兩個輸入引腳的共模電壓為高輸入電壓。對于輸入電壓大于12V的應用，電流比較器的兩個輸入引腳的共模電壓也必然大于12V，這樣電流比較器的成本很高。因此，電流取樣電阻放在降壓轉換器的輸入回路，一般應用于低輸入電壓，尤其是低輸入電壓單芯片的降壓轉換器。高端的功率MOSFET集成在單芯片中，由于電流取樣電阻放在降壓轉換器的輸入回路，所以電阻取樣和電流比較器均可以集成在單芯片中，設計十分緊湊。要注意的是，高端的主開關管和低端的同步續流管之間，要設定一定的死區時間，以防止上下管的直通。
如果采用高端的功率MOSFET導通電阻作為電流取樣電阻，可以省去額外的電流取樣電阻，從而提高效率。由于MOSFET的導通電阻值比較分散，而且隨溫度的變化也會在較大范圍內波動，因此電流取樣的精度較差。峰值電流模式容易受到電流信號前沿尖峰干擾。在占空比大于50%時需要斜坡補償。
電流取樣電阻在續流端的降壓轉換器
通過前面的討論可知，在每個開關周期，低端的開關管流過的電流波形為下降階段的梯形波。這種電流模式常稱為谷點電流模式。和峰值電流模式一樣，谷點電流模式反饋也有兩個環路：一個電壓外環，另一個是電流內環(見圖2)。
圖2電流取樣電阻在續流端的同步降壓變換器
其工作原理如下：高端的主開關管開通，電感激磁，電流線性上升;高端MOSFET導通一段時間，此時間由PWM設定;當高端MOSFET關斷后，低端MOSFET導通，此時電感開始去磁，電流線性下降。注意，低端MOSFET的電流隨著時間線性下降，電流檢測電阻的電壓信號也線性下降，由于此時電壓外環的輸出電壓信號低于電流檢測電阻的電壓，電流比較器輸出為低電平。當電流檢測電阻的電壓信號繼續下降，直到等于電壓外環的輸出電壓信號時，電流比較器的輸出翻轉，從低電平翻轉為高電平，邏輯控制電路開始工作，關斷低端的續流開關管的驅動信號，高端的主開關管開通，此時電感開始激磁，電流線性上升，進入下一個周期，如此反復。同樣，高端的主開關管和低端的同步續流管之間，要設定一定的死區時間，以防止上下管的直通。
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谷點電流模式具有寬電壓范圍、低占空比、易檢測電流和快速負載響應的特點。在占空比小于50%時需要斜坡補償。負載響應快速的原因在于，谷點電流模式從當前的脈沖周期響應，而峰值電流模式從下一個脈沖周期響應。
當輸入和輸出電壓變化時，若高端MOSFET導通的時間固定不變，那么系統將工作在變頻模式，不利于電感的優化工作。因此在PWM內部需要一個前饋電路，使高端MOSFET的導通時間可隨輸入電壓成反比變化，及隨輸出電壓成正比變化，從而在輸入電壓和負載變化時，維持轉換器近似工作于定頻方式。
如果采用低端續流功率MOSFET導通電阻作為電流取樣電阻，可以省去額外的電流取樣電阻，從而提高效率。同樣，由于MOSFET導通電阻值比較分散，而且隨溫度的變化也會在較大范圍內波動，因此電流取樣的精度差。但這種配置通常應用于高輸入電壓，低輸出電壓及大輸出電流的轉換器中。
電流取樣電阻在輸出端的降壓轉換器
通過前面的討論知道，輸出回路電感的電流波形為包含上升和下降階段的鋸齒狀波形。因此，當電流取樣電阻在輸出端時(見圖3)，轉換器可以工作于谷點電流模式，也可工作于峰值電流模式。而通常這種配置工作于峰值電流模式。
圖3電流取樣電阻在輸出端的同步降壓變換器
由于輸出電壓低，那么電流比較器的兩個輸入引腳的共模電壓較低，因此可以使用低輸入共模電壓的差動放大器，提高電流檢測的精度，降低噪聲。這種配置的另一個優點是可以使用電感的DCR作為電流檢測電阻。要注意的是，在電感值和飽和電流滿足整個輸入電壓范圍，和輸出負載電流范圍的前提下，對電感的DCR有一定限制，因而在一些應用中需要定制電感。
此外，電流比較器的輸入阻抗要大，兩個輸入引腳的偏置電流要小，從而提高使用DCR作為電流檢測電阻時的檢測精度。相關的濾波元件也在設計中作相應的匹配，如圖4所示。
圖4電感DCR作電流取樣電阻的濾波網絡
通常，由于DCR值大于設計要求的電阻值，因此需要一個電阻分壓器來得到所需要的電壓值。
另外，為了滿足濾波器時間的要求，必須使：
事實上，在設計中還要考慮到溫度變化時，DCR也會發生變化，這將會影響電流取樣的精度。在有些PWM的設計中，也會將電流比較器的參考基準電壓設計為可調整，從而增加電感使用的通用性。
結語
①電流取樣電阻放在輸入端，可配置為峰值電流模式，使用高端MOSFET導通電阻作電流取樣電阻可提高效率，但影響電流取樣精度。
②電流取樣電阻放在續流端，可配置為響應速度快的谷點電流模式，使用續流MOSFET導通電阻作電流取樣電阻可提高效率，但影響電流取樣精度。
③電流取樣電阻放在輸出端，可配置為峰值和谷點電流兩種模式，常用峰值電流模式。使用電感DCR作電流取樣電阻可提高效率，但設計和調試變得復雜，同時影響電流取樣精度。
