【導讀】這篇文章主要介紹典型的隔離式 LLC 諧振半橋轉換器-----其工作過程、電路建模簡化 以及輸入和輸出電壓之間的關系，稱為電壓增益函數。此電壓增益函數構成了本主題中設計的基礎。
這篇文章主要介紹典型的隔離式 LLC 諧振半橋轉換器-----其工作過程、電路建模簡化 以及輸入和輸出電壓之間的關系，稱為電壓增益函數。此電壓增益函數構成了本主題中設計的基礎。
一、變換器原理
圖1 LLC諧振變換器
圖 1a 顯示了 LLC 諧振半橋轉換器的典型拓撲。該電路與圖 1b 中的電路非常相似。為方便起見，將圖 1b 復制為圖 1b，其中串聯元素互換，以便與圖 1a 進行并排比較。圖 1a 中的轉換器配置具有三個主要部分：
1、功率開關 Q1 和 Q2 通常是 MOSFET，配置為形成方波發生器。該發生器通過驅動開關 Q1 和 Q2 產生單極方波電壓 Vsq，每個開關的占空比為 50%。連續轉換之間需要一個小的死區時間，以防止交叉傳導的可能性并為實現 ZVS 留出時間。
2、諧振電路，也稱為諧振網絡，由諧振電容 Cr 和兩個電感——串聯諧振電感 Lr 和變壓器的勵磁電感 Lm。變壓器匝數比為 n。諧振網絡循環電流，因此，能量循環并通過變壓器傳遞到負載。變壓器的初級繞組接收雙極方波電壓 Vso。該電壓被傳輸到次級側，變壓器同時提供電氣隔離和匝數比，以向輸出提供所需的電壓電平。在圖 1b 中，負載 R''''''''L 包括圖 3a 的負載 RL 以及來自變壓器和輸出整流器的損耗。
3、在轉換器的次級側，兩個二極管構成一個全波整流器，將交流輸入轉換為直流輸出并為負載 RL 供電。輸出電容器平滑整流后的電壓和電流。整流器網絡可以實現為全波橋或中心抽頭配置，帶有電容輸出濾波器。整流器也可以與 MOSFET 一起實現，形成同步整流以減少傳導損耗，特別有利于低電壓和高電流應用。
二、 工作過程
1、SRC 中的諧振頻率
從根本上說，SRC 的諧振網絡在諧振頻率下對正弦電流呈現最小阻抗，而與輸入端施加的方波電壓的頻率無關。這有時稱為諧振電路的選擇特性。遠離諧振，電路呈現更高的阻抗水平。然后，要循環并傳送到負載的電流或相關能量的量主要取決于給定負載阻抗在該頻率下的諧振電路阻抗值。隨著方波發生器的頻率發生變化，諧振電路的阻抗也會發生變化，以控制傳遞給負載的那部分能量。
一個 SRC 只有一個諧振，即串聯諧振頻率，表示為
峰值諧振時的電路頻率 fc0 始終等于其 f0。因此，SRC 需要較寬的頻率變化以適應輸入和輸出變化。
2、LLC 電路中的 fc0、f0 和 fp
但是，LLC 電路不同。添加第二個電感 (Lm) 后，LLC 電路在峰值諧振 (fc0) 處的頻率成為負載的函數，隨著負載的變化在 fp ≤ fc0 ≤ f0 的范圍內移動。f0 仍由方程（1）描述，極點頻率由方程（1）描述
空載時，fc0 = fp。隨著負載的增加，fc0 向 f0 移動。在負載短路時，fc0 = f0。因此，LLC 阻抗調整遵循 fp ≤ fc0 ≤ f0 的一系列曲線，這與 SRC 中的不同，其中一條曲線定義了 fc0 = f0。這有助于降低 LLC 諧振轉換器所需的頻率范圍，但會使電路分析復雜化。
從圖 1b 中可以明顯看出，等式 (1) 所描述的 f0 無論負載如何都始終為真，但等式 (2) 所描述的 fp 僅在無負載時才為真。稍后將顯示，大多數情況下，LLC 轉換器設計為在 f0 附近運行。由于這個原因和其他有待解釋的原因，f0 是轉換器操作和設計的關鍵因素。
3、在 f0 處、低于和高于 f0 處工作
LLC諧振轉換器的操作的特征在于開關頻率(表示為fsw)與串聯諧振頻率(f0)的關系。圖 2 說明了 LLC 諧振轉換器的典型波形，其開關頻率處于、低于或高于串聯諧振頻率。圖表從上到下顯示了 Q1 柵極 (Vg_Q1)、Q2 柵極 (Vg_Q2)、開關節點電壓 (Vsq)、諧振電路的電流 (Ir)、磁化電流 (Im) 和次級 側二極管電流 (Is)。注意原邊電流是勵磁電流和以原邊為基準的副邊電流之和；但是，由于勵磁電流僅在初級側流動，它對從初級側電源傳輸到次級側負載的功率沒有貢獻。
圖2 LLC諧振轉換器的工模式
A、工作在諧振頻率（圖2 a）
在這種模式下，開關頻率與串聯諧振頻率相同。當開關 Q1 關斷時，諧振電流下降到磁化電流的值，不再向次級側傳輸功率。該電路通過延遲開關 Q2 的導通時間，實現初級側 ZVS 并獲得次級側整流二極管的軟換向。實現 ZVS 的設計條件將在后面討論。然而，很明顯串聯諧振下的操作僅產生一個操作點。為了涵蓋輸入和輸出變化，必須將開關頻率調整為遠離諧振。
B、工作在諧振頻率以下（圖2 b）
在此，諧振電流在驅動脈沖寬度結束之前已經下降到磁化電流的值，即使磁化電流繼續，也會導致功率傳輸停止。在串聯諧振頻率以下運行仍可實現初級 ZVS 并獲得次級側整流二極管的軟換向。次級側二極管處于不連續電流模式，需要諧振電路中更多的循環電流來向負載提供相同數量的能量。這種額外的電流會導致初級和次級側的傳導損耗更高。然而，應該注意的一個特性是，如果開關頻率變得太低，初級 ZVS 可能會丟失。這將導致高開關損耗和幾個相關問題。這將在后面進一步解釋。
C、工作在諧振頻率以上（圖2 c）
在這種模式下，初級側在諧振電路中呈現較小的循環電流。這減少了傳導損耗，因為諧振電路的電流處于連續電流模式，從而導致相同負載量的 RMS 電流更小。整流二極管不是軟換向，存在反向恢復損耗，但在諧振頻率以上工作仍然可以實現初級 ZVS。在輕載條件下，高于諧振頻率的操作可能會導致頻率顯著增加。
前面的討論表明，可以通過使用 fsw ≥ f0 或 fsw ≤ f0，或通過在 f0 附近改變任一側的 fsw 來設計轉換器。進一步的討論將表明，最好的工作在串聯諧振頻率附近，此時 LLC 轉換器的優勢最大化。這將是設計目標。
（來源：星球號，作者：electronicLee）
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