【導(dǎo)讀】輔助電源是電機(jī)驅(qū)動(dòng)、光伏逆變器和 UPS 系統(tǒng)等工業(yè)應(yīng)用的重要組成部分。高壓直流總線轉(zhuǎn)換為 5 V 至 48 V 直流電源，為控制電路、傳感電路、冷卻風(fēng)扇、SELV 電路等供。
輔助電源是電機(jī)驅(qū)動(dòng)、光伏逆變器和 UPS 系統(tǒng)等工業(yè)應(yīng)用的重要組成部分。高壓直流總線轉(zhuǎn)換為 5 V 至 48 V 直流電源，為控制電路、傳感電路、冷卻風(fēng)扇、SELV 電路等供電。在這些應(yīng)用中，電源的電流隔離是一個(gè)常見的要求，功率電平通常低于 100 W。由于直流鏈路電壓的變化，它還應(yīng)該能夠在寬輸入電壓范圍內(nèi)工作，通常從 300 V 到 1000 V。單開關(guān)反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，元件數(shù)量很少，成本低，是此類低功率 DC-DC 電源轉(zhuǎn)換的廣泛使用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)之一。
圖 1：?jiǎn)伍_關(guān)反激式轉(zhuǎn)換器
使用 SiC MOSFET 的 300V~1000V 單開關(guān)反激式轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)
單開關(guān)反激式轉(zhuǎn)換器中的電源開關(guān)器件必須能承受很大電壓，該電壓定義為很高輸入電壓、變壓器感應(yīng)效應(yīng)、次級(jí)反射電壓和電路布局寄生電感引起的過電壓之和。在 1000 V 輸入時(shí)，該峰值電壓很容易超過 1200 V。雖然 1500 V Si MOSFET 無法提供足夠的電壓安全裕度，但需要使用額定值 2000 V 及以上的 Si MOSFET。由于其較高的特定導(dǎo)通電阻，這將導(dǎo)致尺寸過大的 MOSFET 具有降低的功率密度。此外，此類 MOSFET 將增加半導(dǎo)體在應(yīng)用中的整體成本。
針對(duì)此類問題，Littelfuse 提供了 1700 V SiC MOSFET，即使對(duì)于 1000 V 標(biāo)稱輸入直流鏈路電壓也能提供足夠的電壓裕度。與 2000V Si MOSFET 對(duì)應(yīng)物相比，1700V SiC MOSFET 的特定導(dǎo)通電阻降低了近 82%。這將大大降低傳導(dǎo)損耗和半導(dǎo)體成本，同時(shí)提高功率密度和應(yīng)用。此外，碳化硅 MOSFET 的低開關(guān)能量和超低柵極電荷支持更高的開關(guān)頻率，因此可以在提高轉(zhuǎn)換器效率的同時(shí)實(shí)現(xiàn)更緊湊、低損耗的變壓器設(shè)計(jì)。在很好的情況下，被動(dòng)冷卻是可能的。
工作原理
如圖 1 所示，當(dāng) MOSFET 導(dǎo)通時(shí)，能量存儲(chǔ)在變壓器的初級(jí)線圈中。變壓器的次級(jí)側(cè)被二極管阻斷，負(fù)載由次級(jí)側(cè)的輸出電容器供電。
當(dāng) MOSFET 關(guān)斷時(shí)，MOSFET 兩端的初級(jí)電壓超過輸入電壓加上次級(jí)繞組反射的輸出電壓。在此期間，次級(jí)側(cè)二極管 D1 導(dǎo)通，變壓器初級(jí)兩端的電壓近似鉗位到反射輸出電壓。
關(guān)斷事件會(huì)中斷流經(jīng)變壓器初級(jí)繞組的電流，導(dǎo)致 MOSFET 上出現(xiàn)電壓尖峰，該電壓尖峰與雜散電路電容諧振并產(chǎn)生大振幅高頻振鈴。
這種諧振被 RCD 鉗位 / 緩沖電路抑制。碳化硅 MOSFET 提供更高的電壓裕度，因此允許更低的緩沖器損耗。緩沖電容需要足夠大，以在吸收泄漏能量的同時(shí)保持較小的電壓紋波。
變壓器設(shè)計(jì)
變壓器是設(shè)計(jì)中的關(guān)鍵無源元件。磁芯材料和繞組線選擇決定了變壓器的功率損耗和溫升。漏感影響功率 MOSFET 上的電壓振鈴和峰值電壓，并決定 RCD 鉗位電路設(shè)計(jì)。隔離電容會(huì)影響系統(tǒng)的共模噪聲發(fā)射。
變壓器的初級(jí)與次級(jí)匝數(shù)比決定了初級(jí)側(cè) MOSFET 和次級(jí)側(cè)整流二極管上的實(shí)際峰值電壓。對(duì)于 1700 V MOSFET，考慮到很大漏感電壓尖峰為很大輸入電壓的 25%，建議降額 15%。二次側(cè)的很大允許反射電壓可估算為：
其中 V F是輸出整流二極管的正向電壓
輸出電路設(shè)計(jì)
輸出電容的很小值由紋波要求決定。
輸出整流二極管峰值電壓等于輸出電壓加上反射輸入電壓，如以下等式所示：
柵極驅(qū)動(dòng)及控制電路
SiC MOSFET 具有超低輸入電容，因此開啟器件所需的柵極電荷也非常低。PWM 控制器 IC 可以直接驅(qū)動(dòng) SiC MOSFET，無需額外的驅(qū)動(dòng)器 IC，從而進(jìn)一步降低系統(tǒng)成本。
建議使用不同的導(dǎo)通和關(guān)斷電阻 - 較小的導(dǎo)通電阻以減少導(dǎo)通損耗，較大的關(guān)斷電阻以減少電壓振鈴和 EMI 噪聲發(fā)射。
SiC MOSFET 需要比 Si MOSFET 更高的柵極驅(qū)動(dòng)電壓。15V 到 20V 的值通常會(huì)產(chǎn)生很低的導(dǎo)通電阻。降低驅(qū)動(dòng)電壓將降低短路峰值電流，這可能會(huì)提高系統(tǒng)的耐用性，但代價(jià)是 R DS（on）值略有增加。這種影響在較高的工作溫度下不太明顯。例如，18V 驅(qū)動(dòng) MOSFET 的很佳驅(qū)動(dòng)電壓為 20V，在 125?C 時(shí)導(dǎo)通電阻只會(huì)增加 3.5%。然而，如果驅(qū)動(dòng)電壓太低，器件可能會(huì)在較低的電流下飽和而無法支持高峰值電流。
優(yōu)化柵極環(huán)路的實(shí)際布局并使其盡可能短至關(guān)重要。關(guān)鍵設(shè)計(jì)目標(biāo)是降低柵極環(huán)路電感并避免近場(chǎng)耦合，以很大限度地減少柵極振鈴和高峰值柵極電壓。
具有 300V~1000V 寬輸入和 12V 輸出的 1700V 參考設(shè)計(jì)的性能
選擇 Littelfuse 的 1700 V 750mΩ SiC MOSFET（部件號(hào) LSIC1MO170E0750）作為初級(jí)側(cè)開關(guān)。晶體管 TO-247-3 封裝提供了較大的熱交換面積和較低的熱阻 R THJ-C，以簡(jiǎn)化熱管理，同時(shí)降低芯片的功率損耗和被動(dòng)冷卻。
選擇 Littefuse 的 150 V 二極管（部件號(hào) DSA30C150PB）作為整流二極管。
考慮到轉(zhuǎn)換器損耗的整體優(yōu)化目標(biāo)，選擇開關(guān)頻率 f s =110 kHz，變壓器的匝數(shù)比選擇為 12。對(duì)于 12V 輸出電壓，額定輸出電壓紋波 《10mV。
該電路旨在在很大輸入電壓下在 50% 到 100% 的負(fù)載范圍內(nèi)保持連續(xù)導(dǎo)通模式操作（CCM）。這是一方面減少半導(dǎo)體損耗和 EMI，另一方面減少變壓器匝數(shù)之間的權(quán)衡。后者影響 RCD 鉗位電路中的重量、漏感和功率損耗。
對(duì)于所有輸入電壓條件，轉(zhuǎn)換器效率在 40% 負(fù)載以上都高于 80%。在 50% 負(fù)載和 300 V 輸入電壓下可實(shí)現(xiàn) 89.3% 的峰值效率。
圖 2：不同輸入電壓條件下測(cè)得的效率與輸出功率的關(guān)系
如圖 10 所示，在 SiC MOSFET 上沒有連接散熱器、在 25?C 環(huán)境溫度下自然對(duì)流冷卻的情況下，SiC MOSFET 在 1000 V 輸入電壓下滿載時(shí)的很高溫度達(dá)到 106.5?C。當(dāng)輸入電壓增加時(shí)，MOSFET 溫度會(huì)顯著增加，這主要是由開關(guān)損耗驅(qū)動(dòng)的。二極管和變壓器的溫度保持在 80?C 以下。
圖 3：不同輸入電壓（25?C 環(huán)境溫度）下滿載時(shí)的熱圖像
1700V SiC MOSFET 是應(yīng)對(duì)為工業(yè)系統(tǒng)設(shè)計(jì)寬輸入電壓輔助電源轉(zhuǎn)換器的挑戰(zhàn)的可靠解決方案。與依賴傳統(tǒng) Si MOSFET 拓?fù)涞脑O(shè)計(jì)相比，它們?cè)试S使用簡(jiǎn)單、經(jīng)過驗(yàn)證的拓?fù)洌瑫r(shí)提供卓越的熱性能和低得多的功率損耗。
有關(guān)主動(dòng)啟動(dòng)功能的設(shè)計(jì)、閉環(huán)控制、變壓器的逐步尺寸和設(shè)計(jì)以及布局思路的詳細(xì)信息，請(qǐng)參見 Littelfuse.com 上 Littelfuse 的完整應(yīng)用說明“60W 輔助電源”。
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