【導讀】本文為您介紹選擇具體變壓器所需的一些步驟，以及如何設計一種能夠滿足終端應用抗變壓器飽和需求的電路。我們使用的模型為功率因數(shù)校正 (PFC) 拓撲。分析中將使用一種商用電流檢測變壓器，用于確定需要的參數(shù)，了解如何利用這種信息設計一種可抗飽和的電路。
平均電流模式控制 (CMC) 要求為控制環(huán)路重建電流總波形。
達到 PFC 平均 CMC 所需的電流信號重建目標意味著功率脈沖（“開啟”時間）期間的電流和空轉(zhuǎn)能量恢復時間（“關閉”時間）期間的電流，都必須包括在所產(chǎn)生的電流信號中。在高功率 PFC 下，電阻傳感器系統(tǒng)的損耗極高，因此需要使用電流變壓器。在分析中，我們對 PFC 電路中所需的這種電流變壓器設計進行了論證，因為相比標準的正向轉(zhuǎn)換器它的要求更加嚴格。
分析
圖中顯示了本次討論所用的模型。
圖題:功率因數(shù)控制轉(zhuǎn)換器功率級的原理圖
圖為一個功率因數(shù)控制轉(zhuǎn)換器功率級的原理圖，包括解釋該電流檢測電路設計所需的詳細電流檢測變壓器參數(shù)
表 1 列出了用于正確地識別這種轉(zhuǎn)換器所使用的兩個電流變壓器的具體詳情。IinLpk 電流表示所需電流變壓器具有約 20 安培的一次電流處理能力和 100 kHz 的開關頻率。一個具有 20 安培一次電流處理能力和 50 kHz 到 1 MHz 頻率范圍的 PA 1005.100 電流變壓器，可以滿足這種設計的要求。
表 1 PFC 設計所需的參數(shù)
參數(shù) 測量結(jié)果
最小 RMS 輸入電壓 VinL = 85 V
最大 RMS 輸入電壓 VinH = 265 V
開關頻率 Fosc = 100 kHz
最大輸出功率 Pout = 1000 W
輸出電壓 Vout = 400 V
峰值AC電壓占空比低線壓 DL = 0.7
峰值AC電壓占空比高線壓 DH = 0.063
最大峰值電流低線壓（包括20%紋波效應） IinLpk = 18.3 A
最大峰值電流高線壓（無紋波） IinHpk = 5.87 A
電流檢測電阻的最大電壓 VRsense = 1 V
二極管正向壓降 Vfd = 0.7 V
表 2 電流變壓器產(chǎn)品說明書
參數(shù) 測量結(jié)果
匝數(shù)比 1: N N = 100
二次電感 Lmag = 2.0 mH
二次繞組電阻 Rwinding = 5.5 W?
鐵心峰值通量密度 PFD = 2000 Gauss
計算通量密度公式 Bpk = (37.59 * Vind* DL*105) / (N*Fosc*10-3)
這兩個表格列出了區(qū)別這幾個參數(shù)所需的信息。
很容易便能計算得到二次繞組的峰值電流（方程式1）：
IRsenseL = IinLpk / N = 0.183 A
利用如下方程式計算得到檢測電阻器的電阻值（方程式2）：
R1 = VRsense / IRsenseL = 5.464Ω
假設轉(zhuǎn)換器工作在最大負載和最小輸入電壓下，則可以計算得到二次繞組的電壓。該總電壓由電流檢測電阻器 Rsense 的電壓（根據(jù)定義為 1 伏）、二極管電壓（定義為 0.7 伏）以及繞組電阻 VRwinding 的電壓組成，其計算方法如下（方程式 3）：
VRwinding = Rwinding * IRsenseL = 1.007 V
電感總電壓的計算方法如下（方程式 4）：
Vind = VRsense +Vfd + VRwinding = 2.707 V
該電壓出現(xiàn)在磁化電感的時長為（方程式 5）：
TonL = DL / Fosc = 6.995μs
磁化電感磁化電流的變化為（方程式 6）：
Imagpk = (TonL * Vind) / Lmag = 9.466 mA
這時，你需要確認該變壓器沒有出現(xiàn)飽和。利用推導所得值，其計算方程式如下（方程式 7）：
Bpk = (37.59 * Vind* DL*105)/(N*Fosc*10-3) = (37.59 * 2.707 * 0.699 * 105)/(100 * 105 * 10-3) = 711.6
根據(jù)產(chǎn)品說明書，最大允許通量水平為 30% 左右，即 2000。
由于這種配置的通量密度是在極端條件下得到的，其不到易產(chǎn)生飽和的通量水平的一半，因此只要在“關閉”時間能夠急劇降低，那么就允許磁化電流增加（這時幾乎為原來的三倍）。
為了防止變壓器“走向”飽和，你需要在 Q1 關閉期間有一個伏秒積分。這樣便可在“開啟”時間平衡伏秒積分。通過放置一個電阻器 R1（稱作重置電阻器），可以達到這個目的，這樣“開啟”期間形成的磁化電流便會在“關閉”期間強制在該重置電阻器 (R1) 中形成一伏特電壓。請記住，該電阻器的電壓會隨磁化電流減少而下降。
要想知道 R1 的值，可設置峰值磁化電流為 2 * DImagpk，然后設計電路，這樣在“開啟”期間所選電阻器便會降低磁化電流至0.5 * DImagpk。這樣可以確保峰值電流低于2 * DImagpk時也能正常工作。
將磁化電感的初始電流設置為 Iinit = 20 mA，把最終磁化電流設置為 Ifinal = 5 mA。“關閉”時間為Toff = 3.005 μs，而所選變壓器的磁化電感Lmag為2 mH（產(chǎn)品說明書提供）。知道這些信息后，便可得到R1電阻器的值（方程式 8）。
R1= ((ln(Iinit/Ifinal)) * Lmag) / Toff) = ((ln(4)) * 2 mH) / (3.005 μs) = 922.6Ω
這時，解決方案的一半已經(jīng)完成。你還需要解決增壓二極管電流檢測器的電流變壓器電路的設計問題。T2 電流變壓器的極端情況是最大負載時出現(xiàn)峰值最大線壓。
高線壓峰值下主開關“開啟”時間為整流二極管 D3 和 T2 電流變壓器一次繞組的最大導電時間。這就是將要用于設計的狀態(tài)。
由于相同一次電流需要相同的電流檢測電阻器電壓，因此兩個變壓器所使用的Rsense 也相同。T2一次繞組的電流的導電時間為（1-D）。變壓器一次繞組的最大導電時間為（方程式 9）：
Tondiode = (1-DH) / Fosc = 9.369 μs
變壓器的相應重置時間為（方程式 10）：
Toffdiode = DH / Fosc = 0.631 μs
這些狀態(tài)下（最大輸入電壓）T2 變壓器一次繞組的電流大大小于低輸入電壓。高線壓時，最大電流 IinHpk 僅為 5.87 安培。
這樣便得到這些狀態(tài)下的檢測電阻器電壓（方程式 11）：
VRsencehigh = (IinHpk / N) * R2 = ((5.87 A) / 100) * 5.464 Ω = 0.292 V
內(nèi)部繞組電阻的電壓為（方程式 12）：
VRwindingH = (IinHpk / N) * Rwinding = 0.294 V
變壓器磁化電感的電壓等于（方程式 13）：
VmagHigh = VRsencehigh + Vfd + VRwindingH = 0.292 V + 0.7 V + 0.294 V = 1.285 V
單次脈沖的鐵心通量為（方程式 14）：
BpkH = (37.59 * VmagHigh * (1-DH) * 105) / (100 * Fosc *10-3)
= (37.59 * 1.285 * .937 *105) / (100 * 105 *10-3) = 452.6
通量為允許通量的 25% 左右。
磁化電流計算方法如下（方程式 15）：
ImagH = (VmagHigh * Tondiode )/ Lmag = (1.285 V * 9.369μs) / 2 mH = 6.02ma
現(xiàn)在，如果我們設置磁化電流限制為兩倍ImagH峰值，最終電流為ImagH的一半，而時間則為TresetH，其中TresetH = DH/Fosc，這樣我們便可以計算得到R2的值（方程式 16）：
R2 = ((ln(2/.5)) *Lmag) / TresetH = (1.386 * 2 *10-3 ) / (.631 * 10-6) = 4.395 kΩ
結(jié)論
到此，我們便完成了 PFC 電流檢測電路的設計。降壓轉(zhuǎn)換器的平均電流模式控制使用的計算方法與此類似。使用降壓轉(zhuǎn)換器峰值電流模式控制時，只需使用上述計算方法便可，并在最大負載和最小輸入電壓時使用主開關占空比限制。
1 kW 以上 PFC 轉(zhuǎn)換器常常使用的 PFC 控制器是 UCC2817a。功率更高時，可利用本文中介紹的電流檢測變壓器，來測量功率FET和輸出二極管的電流。
