【導讀】本文以高功率因數開關電源作為研究對象，分析采用APFC技術和PWM 整流技術來提高功率因數的原理，并采用Matlab7.6軟件對單相電壓型PWM 整流電路和APFC電路進行了仿真及分析比較。
傳統(tǒng)的開關電源整流電路普遍采用不可控二極管或相控晶閘管整流方式，直流側采用大電容濾波，輸入電流諧波含量大，功率因數低，造成了嚴重的電網污染和能源浪費。目前，解決諧波問題、提高功率因數的主要方法：（1）對產生諧波的電力電子裝置的拓撲結構和控制策略進行改進，使其產生較少的諧波甚至不產生諧波，使得輸入電流和輸入電壓同相，達到提高功率因數的目的，如PWM整流技術；（2）在整流橋和濾波電容之間加一級用于功率因數校正的功率變換電路，如有源功率因數校正（APFC）技術。近些年來APFC技術和PWM 技術在中、小功率乃至大功率開關電源中得到了普遍應用。
高功率因數開關電源的設計方案
采用PWM 整流技術的開關電源
采用PWM 整流技術的高功率因數開關電源的結構如圖1所示，本文只探討其中的PWM 整流電路部分。
圖1：采用PWM 整流技術的高功率因數開關電源結構
該種高功率因數開關電源設計方案采用PWM整流技術和DSP技術，能數字化地實現(xiàn)整流器網側單位功率因數正弦波電流控制，比較適合應用于中等功率開關電源設計中。
采用APFC技術的開關電源
采用APFC技術的高功率因數開關電源，其前級APFC電路采用實際生產中應用最廣泛的Boost拓撲結構，負責使交流輸入電流正弦化并使其與輸入電壓同相位，同時保持輸出電壓穩(wěn)定；后級DC/DC變換電路采用能實現(xiàn)多路輸出的反激式拓撲結構，主要負責調整輸出電壓，通過DC/DC變換得到所需要的直流電壓，其結構如圖2所示。
圖2：采用兩級型APFC的高功率因素開關電源結構
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單相PWM 整流電路的基本原理
本節(jié)采用圖1所示的方案，其前級如圖3所示，即單相全橋電壓型PWM 整流電路，電路采用有4個全控型功率開關管的H 橋型拓撲結構。圖3中網側電感為升壓電感，起平衡電路電壓、支撐無功功率、儲存能量和濾除諧波電流的作用；Rs為濾波電感的寄生電阻；主電路中功率開關均反并聯(lián)一個續(xù)流二極管，用來緩沖PWM 過程中的無功電能。
圖3：單相全橋電壓型PWM整流器電路
單相全橋電壓型PWM 整流電路的SPWM 調制方法分為單極性調制和雙極性調制兩種，本文采用單極性調制。
單相全橋電壓型PWM 整流器選擇響應速度較快的三角波電流比較法作為控制策略。因反饋到電壓外環(huán)的輸出電壓含有紋波電壓，而紋波電壓的存在將導致電流內環(huán)的給定電流發(fā)生畸變，因此本文采用補償輸出直流電壓中紋波電壓的方法[4]來減少流入電壓控制環(huán)的紋波電壓，從而改善給定電流的波形。按照以上原理設計的單相全橋電壓型PWM整流器的控制系統(tǒng)結構如圖4所示。
圖4：單相全橋電壓型PWM 整流器的控制系統(tǒng)結構
由圖4可知，PWM 整流控制系統(tǒng)中需要檢測的信號有輸入交流電壓us、輸出直流電壓ud以及輸入交流電流is.us是閉環(huán)控制中相位檢測的輸入信號；通過比較ud與給定參考電壓u*d以及直流側紋波電壓補償u~d來決定電壓外環(huán)PI調節(jié)器的輸出im,并將其與輸入電壓同步信號sinωt的乘積作為指定電流i*s ;is與i*s的差值決定電流內環(huán)PI調節(jié)器的輸出；最后比較電流內環(huán)PI調節(jié)器的輸出與三角載波，產生PWM 信號來控制開關管的關斷。這樣，電流PI調節(jié)器的輸出決定PWM 信號的占空比，使實際輸入電流逼近指定電流值。
有源功率因數校正技術
本節(jié)采用如圖2所示的方案，基于Boost-APFC的功率因數校正電路如圖5所示。該電路由主電路和控制電路組成。主電路包括橋式整流器、升壓電感、功率開關管、續(xù)流二極管以及濾波電容等，控制電路包括電壓誤差放大器VA、電流誤差放大器CA、基準電壓源、乘法器、PWM 比較器以及柵極驅動器。
圖5：基于Boost-APFC的功率因數校正電路
工作原理：APFC主電路的輸出電壓經電阻分壓后與基準電壓相比較，誤差值輸入到VA;VA 輸出信號X與輸入電壓檢測信號Y一起輸入乘法器，經過平均化處理、放大、比較后，再經過PWM 比較器加到柵極驅動器，產生對開關管VT的控制信號，從而使電感Ls上的電流（即輸入電流）平均值始終跟蹤模擬乘法器輸出的半正弦信號，即跟蹤了輸入電壓波形，并實現(xiàn)了輸入電流正弦化，使功率因數接近1,達到校正功率因數的目的。
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仿真分析
PWM 整流器電路仿真與分析
采用Matlab7.6對所設計的單相全橋電壓型PWM 整流器進行建模和仿真，在Simulink中搭建仿真模型，主電路仿真參數：峰值電壓為311V,頻率為50Hz,相位為0°，采樣時間為0s;Ls=2mH,Rs=0.5Ω，直流側濾波電容Cd=2 500μF,直流側負載電阻RL=50Ω；從PowerElectronics中調用Universal Bridge 模塊，并將其設置成二橋臂IGBT/Diodes模式，仿真算法設置為可變步長類算法中的ode45算法。
交流輸入側電壓與電流的仿真波形如圖6所示，可見交流側電流、電壓能始終保持同相，且電流能實現(xiàn)正弦化。直流側輸出電壓波形如圖7所示，可見0.06s后輸出電壓穩(wěn)定在400V左右。
圖6：輸入側電壓與電流波形
圖7：PWM整流器直流側輸出電壓波形
在Powergui模塊中對電路進行FFT分析，在Available Signals中進行相關設置后對輸入側電流進行諧波分析，結果如圖8所示。由圖8可知，總諧波畸變率DTH=0.77%,實現(xiàn)了系統(tǒng)低諧波畸變率的目標，電流諧波得到了很好的抑制。
圖8：輸入側電流諧波分析結果
PWM 整流器功率因數波形如圖9所示。由圖9可知，電路功率因數始終大于0.985,且工作0.03s后功率因數能達到1。
圖9：整流器因數波形
單相APFC電路仿真與分析
單相APFC電路采用Matlab7.6進行建模與仿真。圖10為APFC電路輸入電壓和電流波形，可見網側輸入電流由窄脈沖波形變成正弦電流波形，且與輸入電壓同相位。圖11為APFC電路輸出電壓波形，可見經過60ms的軟啟動過程之后，輸出電壓穩(wěn)定在400V左右，滿足設計要求。圖12為APFC電路輸入電流諧波分析結果，可見除基波外，其余諧波含量均很小。
圖10：APFC電路輸入電壓和電流波形
圖11：APFC電路輸出電壓波形
圖12：APFC電路輸入電流諧波分析結果
由圖12可知，輸入電流DHD為0.256 5.功率因數計算公式為PF=γcosφ，其中r 為基波因子。
由于輸入電流與電壓基本同相位，即相位差φ 為0,則：
采用功率因數校正技術和PWM 整流技術設計了兩種高功率因數的開關電源，采用Matlab7.6建立仿真模型。由仿真結果可知，采用DSP 芯片TMS320LF2407設計的前級單相全橋電壓型PWM整流電路功率因數大于0.985,并在電路穩(wěn)定后達到1,大于APFC電路的功率因數0.969;且電壓型PWM 整流電路電流總諧波畸變率為0.77%,遠小于APFC電路的總電流諧波畸變率25.65%.兩者相比，單相全橋電壓型PWM 整流器能更好地實現(xiàn)輸入側電流的正弦化和與輸入側電壓的同相位，能更徹底地解決傳統(tǒng)開關電源電流諧波大、功率因數低的問題，更好地實現(xiàn)綠色電能轉換的目標。但是電壓型PWM 整流器成本較高，在實際應用中應根據具體需求選擇適合的類型。
