【導讀】學習電源設計的朋友們對臺灣明緯的LED電源一定不陌生，它的設計思路和電源制造工藝及EMC設計整改策略都讓人受益匪淺。今天就帶來網(wǎng)友的一款明緯的150W LED驅動電源拆解，順便分享一下網(wǎng)友總結的PCB布局的一些經(jīng)驗，學完這款電源，相信對工程師們獨立設計出有自己特色的電源產品一定會有所幫助。
今天打算犧牲350元人民幣，開始準備為大家拆解一款臺灣明緯的150W LED驅動電源，主要目的是讓大家一起探討一下大功率LED驅動電源以及LLC電源的原理與設計。
該電源技術參數(shù)如下：輸入：AC100-260V，47~63Hz，PF〉0.95@220V，full load；輸出：DC43-53V可調，1.9-3.2A可調，最高效率大于0.93，IP65 ，已過CE認證等。
該電源很結實，花了一天時間，總算把灌封膠拆開，用的是灰黑色軟性電子硅膠，灌滿外殼容積的90%，有經(jīng)抽真空處理，完全灌滿整個電路板無氣泡，拓撲結構是PFC+LLC結構。先上一張圖。
PFC部分使用安森美的NCP1608控制芯片，LLC部分使用集成變壓器設計，控制部分使用ST的L6599，恒流恒壓部分使用LM224運放設計。
附件是電參量測試報告，使用的儀器是：電子負載：艾德克斯IT8700系列，AC source：遠方TPS-500B，功率計：遠方PF9811 。
這個電源規(guī)格書標的效率最高可達0.94，實際上測出來只有0.93，因為測試方法和儀器誤差問題，不好說有沒有虛標效率。關于效率問題，不用糾結太多，別人做得好的地方應該要接納，不能一味的否定。我手頭還有一個茂瑣的150w電源，標稱效率最大0.92，工作時外殼很燙手，實測效率最大只有0.88。
LLC的mos管使用st的13NM60N，TO-220 塑封。
PCB尺寸為：187*61*27mm，PFC電感用的是PQ2620磁芯，LLC變壓器磁芯可能是明緯自己開的模，兩塊磁芯并在一起尺寸是41*33*14mm（長寬高），雙槽骨架，這個比ER和ETD的磁芯更適合做LLC變壓器。
接下來跟大家討論一下開關電源PCB元件布局問題，好的布局應該有利于散熱，有利于EMC，有利于生產，有利于穩(wěn)定性。布局需要注意的事項有很多方面，但有時候需要綜合考慮和折中考慮，不可能面面俱到。
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PCB布局需要注意的有以下方面：
1：流過大電流的電解電容需要并聯(lián)使用是，應該盡量使用相同規(guī)格電容，要相互靠近，不宜分開。并聯(lián)的電容需要均流，所以要保持相同的阻抗，不同電容阻抗不一樣，總阻抗還跟pcb走線長度，溫度環(huán)境相關，分開使用后很難保證這兩方面參數(shù)保持一致。
2：電解電容和薄膜電容（包括安規(guī)電容）等溫度特性不怎么好，持續(xù)高溫情況下會影響穩(wěn)定性跟壽命，這類電容自身一般不怎么發(fā)熱，但是如果貼近或靠近發(fā)熱量大的元件，如功率電感，變壓器，功率MOS，橋堆，功率二極管，大功率電阻等將嚴重影響穩(wěn)定性和壽命。
3：大功率電阻有條件的話最好豎起來放增加空氣對流，如要橫放，千萬不要讓電阻管體貼著pcb，這樣會影響電阻散熱還可能會烤黃pcb板材。
4：可調電阻等微調元件不要貼近或靠近發(fā)熱量大的元件（如功率變壓器），一方面因為溫度會電阻的阻值和壽命，進而影響可調電路部分精確度，另一方面可調電阻等一般帶有機械部分和塑料部分，這些都是不能耐高溫的，容易老化損害。
5：工作在低溫場合的pcb，特別是面積比較大的時候，必須要在板材無各處盡量均勻的打洞和割槽，不然經(jīng)過強烈熱脹冷縮之后，pcb會變形甚至銅箔翹起。
6：光耦和控制IC不宜放在變壓器磁芯結合處切線正下方（臥式變壓器尤為嚴重），因為這個地方散磁通和漏磁通很大，影響到光耦所在的反饋回路，容易使電源不穩(wěn)定。
7：貼片電容很容易在生產過程中被壓壞，所以pcb的貼片面盡量貼一下比最高貼片電容要高一點的貼片元件，這是為了保護貼片電容。
8：插件面盡量讓散熱器高度略高于最高的電解電容和磁性元件，并使pcb插件面朝下，貼片面朝上的方式擺放時保持平衡，這樣有利于在生產中保護磁芯不被碰裂，電解電容不被擠扁，并有利于調試和維修焊接。
9：保修管也有壽命，溫度越高，內部金屬絲蒸發(fā)越快，壽命越短，所以保險管也不應靠近發(fā)熱量大的元件上，盡量避免用低端的玻璃保險管，如果要用，必須用熱縮管套住管體。
10：相近的兩個磁性元件應該讓磁路方向相互垂直的方向放置。
明緯這個板子在以上10個方面都基本注意得很好，除了pfc部分的cbb電容靠近橋堆的散熱器這一點沒做到。
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這個PFC部分的電路如下：實測輸入從75~270VAC能正常工作，輸出430V，mos管工作頻率為60Khz@100V，140KHz@220V ,附件給出的PFC的拓撲部分電路。
控制部分可以參考NCP1608 規(guī)格書。
首先來跟大家探討一下輸出電壓為什么取430V而不是400V。
原因一：對提高LLC拓撲效率來說，希望輸入電壓高一點。
原因二：PFC輸出電壓越高，開關頻率的變化范圍將縮小，有利于EMC控制，有利于選擇更高的最小開關頻率，提高功率密度。
為什么開關頻率的變化范圍將縮小，由CrM-PFC開關頻率的公式就可以知道。
但是當電壓取430V的時候有個問題需要嚴重考慮，就是輸出電壓峰值會不會超過450V的電解電容的額定電壓的問題。
明緯的解決方案是：1，使用有PFC輸出過壓保護的控制芯片（可參考NCP1608 datasheet)；2，然后就是使用品質很好的電容品牌（黑金剛），大品牌的產品在額定電壓上一般留有5-10%以上的余量，450V額定電壓的電容最高可工作到475-500V之間。3。加快環(huán)路響應時間（后面會在這個話題上展開），減少過沖和下沖。
上面發(fā)的PFC拓撲部分的電路圖中，功率mos管的驅動電路使用了PNP加速關斷電路。
好處主要有：
1，加快功率mos關斷速度，從而減少mos跨越線性區(qū)的時間，減少關斷損耗；
2，具有單獨的地回路，減少IC所在地平面的擾動；
3，增加漏極的dv/di耐受能力。
缺點有：
1，增加成本；
2，更大的dv/dt和di/dt，更嚴重的EMC問題；
3，關斷的時候電壓不能到零，會有一個PN結壓降。
需要折中考慮的問題：mos開關損耗與EMC問題。mos開關的速度越快，損耗越小，但EMC問題越嚴重。通常驅動回路阻抗大小都控制在幾個歐姆到幾十歐姆之間。再看MW這個電路，開啟阻抗10來歐姆，關斷幾個歐姆。由此看來折中點相當偏向于小的損耗方面，意味著需要更多的EMC成本投入。
還有一個問題想跟大家討論一下：為什么很多的MOS管驅動電路中多注重關閉電路少注重開啟電路呢，為什么不把開啟和關閉的阻抗設計成一樣呢？這樣一來，只需一個驅動電阻就能任意調節(jié)開關時間了？
我個人覺得：1。開啟電路部分受限于IC驅動的能力；2。開啟瞬間更容易引起回路振蕩，為了衰減振蕩，限制了選取更小的驅動電阻；3。開啟電路無法獨立于IC的地平面，過小的驅動電阻，會是ic所在的地平面擾動加大。4。mos管Coss電容和漏極寄生電感存在，使得漏極電流Id，不能很快得跟上驅動信號。
把大家關注的LLC變壓器和諧振電容參數(shù)貼出來。
諧振電容：1000V39nF
集成變壓器：Lp：1450uH，Llk=（207+186）/2 uH，副邊采用全波整流，
匝數(shù)比：n=4.67
其中漏感是通過短路其中一副邊主輸出繞組測出，兩個副邊主輸出繞組對應的漏感不太對稱。
可能有網(wǎng)友認為，測量LLC集成變壓器的漏感的方法應該是短路所有副邊繞組來測量。國內外很多文獻當中也對這個問題的解釋不是很清晰。我個人認為從LLC工作狀態(tài)來分析，短路其中一副邊測出來的值接近實際情況。
LLC的Q值與k值都有討論過了，接下來想跟大家探討一下輸出端使用全波整流時，兩二極管電流不對稱問題。
輸出二極管的兩路整流電流很少看到非常對稱的，導致此問題的原因是兩路所對應的參數(shù)存在差異性導致的，如Mos的驅動不對稱，兩路整流所對應的變壓器初級漏感不一致，兩路回路阻抗不一致等等，其中影響最大的可能是Mos驅動脈沖不一致，而這個往往是由控制芯片決定而不容易調節(jié)的。還有一個容易忽視的原因是溫度，溫度具有兩面性，有利于二極管均流的一面，也有導致其他參數(shù)惡化從而影響均流的一面。
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上傳幾張測試波形圖，黃色波形為橋臂中點電位，藍色波形為諧振回路電流。三種圖分別是工作在三個不同工作區(qū)的波形。
工作頻率和輸出電壓的關系如下：
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