【導讀】有些應用需要寬松的輸出調(diào)節(jié)功能以及不到20mA的電流。對這樣的應用來說，采用分立組件打造的線性穩(wěn)壓器是一種低成本高效益的解決方案(圖1)。而對于具有嚴格的輸出調(diào)節(jié)功能并需要更大電流的應用，則可使用高性能的低壓差線性穩(wěn)壓器(LDO)。
圖1：簡單的串聯(lián)穩(wěn)壓器
有兩個與圖1所示電路相關的設計挑戰(zhàn)。第一個挑戰(zhàn)是要調(diào)節(jié)輸出電壓，第二個挑戰(zhàn)是要在短路事件中安然無恙。在這篇文章中，筆者將討論如何用分立組件設計穩(wěn)健的線性穩(wěn)壓器。
下面是一個用來給微控制器供電的示例：
輸入范圍：8.4V至12.6V。
輸出范圍：1.71V至3.7V。
最大負載電流：Io_max = 20mA。
雙極型NPN晶體管的選擇
NPN雙極型晶體管Q1是最重要的組件。筆者首先選擇了這種器件。該晶體管應符合下列要求：
集電極至發(fā)射極和基極至發(fā)射極的擊穿電壓應超過最高輸入電壓Vin_max。
集電極最大允許電流應超過最大負載電流Io_max。
除了這兩項基本要求之外，使用具有備選封裝的組件也是一個好主意。當涉及到功耗時，擁有這種靈活性將會簡化以后的設計過程。筆者為這種應用選擇了具有備選封裝和不同額定功率的NPN晶體管。
下面是筆者所用NPN晶體管的關鍵特性。
當IC = 50mA時：
直流(DC)電流增益hFE = 60;
集電極-發(fā)射極最高飽和電壓VCEsat = 300mV;
基極-發(fā)射極最高飽和電壓VBEsat = 950mV。
齊納二極管Dz的選擇
輸出電壓等于反向齊納電壓VZ減去該晶體管基極至發(fā)射極電壓VBE。因此，最低反向齊納電壓應符合下述要求(方程式1)：
(1)對于這種應用，筆者選用的一個測試條件是IZT = 1mA，并選擇了一個具有以下特性的齊納二極管：
當Vo_min = 1.71V且VBE_max= 0.95V時，Vz_min應大于2.65V。
當反向電流IZT = 1mA時，最低反向電壓VZ_min = 2.7V。
當反向電流IZT = 5mA時，最高反向電壓VZ_max = 3.8V。
基極上拉電阻器RB
電阻器RB可為齊納二極管和晶體管基極提供電流。在運行條件下，它應提供足夠的電流。齊納二極管反向電流IZ應大于1mA，正如筆者在“齊納二極管Dz的選擇”部分所討論的。方程式2可估算出運行所需的最大基極電流：
(2)其中Hfe_min = 60。因此，IB_max ≈ 0.333mA。
方程式3可計算出RB的值。筆者使用了一個具有1%容差的電阻器。
(3)故此，RB應小于4.26kΩ。筆者使用了一個具有4.22kΩ標準值的電阻器。
添加一個用于輸出調(diào)節(jié)的虛擬負載電阻器
當負載電流為零時，輸出電壓達到最大值。當1mA ≤ IZT ≤ 5mA時，VZ最大值為3.8。VBE(on)應大于0.1V，這樣該穩(wěn)壓器的輸出就能符合要求。此外，筆者還添加了一個虛擬負載電阻器，以便在無負載條件下汲取集電極電流。
圖2顯示，VBE(on)可作為集電極電流IC的函數(shù)。當IC = 0.1mA時，VBE(on) 大于0.3V。
圖2：基極-發(fā)射極導通電壓與集電極電流
方程式4可計算出該虛擬電阻：
(4)筆者將一個36kΩ的電阻器添加到了該電路，如圖3所示。
圖3：具有虛擬負載電阻器的串聯(lián)穩(wěn)壓器
為短路事件進行的電流限制
圖3所示電路的輸出對地短路將產(chǎn)生較大的集電極電流。一項PSPICE仿真結果表明，集電極電流可高達190mA，見圖4。
圖4：短路仿真結果
晶體管Q1的功耗是2.4W。沒有能應對該功耗的封裝。
為了限制短路電流，筆者添加了一個電阻器RC(從VIN到晶體管Q1的集電極)，如圖5所示。
圖5：具有限流電阻器的串聯(lián)穩(wěn)壓器
電阻器RC將會滿足輸出調(diào)節(jié)要求，并能在短路事件中耗散功率。筆者可計算出RC的值：
(5)VCE_Test是圖1中所用的集電極-發(fā)射極電壓。筆者為RC選擇了一個5%容差的電阻器。采用方程式5，RC應小于271Ω。使用這個估計值，在短路事件中方程式6可計算出最壞情況下的RC功耗：
(6)該功耗約為0.56W。筆者選擇了一個1W、270Ω的功率電阻器。對于RC短路功耗更高的應用，您可把多個電阻器串聯(lián)以分擔功耗。
組件應力分析
就電阻器RC而言，在具有最大輸入的短路事件中會發(fā)生最壞情況下的功耗。采用方程式6，可計算出最大功耗為0.59W。
就晶體管Q1而言，因為有限流電阻器RC，所以在短路事件中不會發(fā)生最壞情況下的功耗。在正常運行期間Q1的功耗是集電極電流的函數(shù)，如方程式7所示：
(7)當滿足下列條件時，會發(fā)生最壞的情況：
VIN = VIN_max
VO = VO_min
IC = (VIN_max – VO_min)/(2×RC)
因此，Q1的最大功耗為(VIN_max – VO_min)2/(4×RC)。在本示例中，它是110mW。筆者選擇了一種額定功率為350mW、采用SOT23封裝的小外形晶體管。
至于RB的最大功耗，在具有最大輸入的短路事件中會發(fā)生最壞的情況。跨RB的電壓等于輸入電壓減去VBE(sat)。最大功耗估計為38mW。
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