【導(dǎo)讀】近幾十年來(lái)，服務(wù)器和計(jì)算系統(tǒng)的復(fù)雜性隨著供電 (PD) 需求的增加而不斷增長(zhǎng)。穩(wěn)壓器的設(shè)計(jì)也變得更具挑戰(zhàn)性，它需要在更高效率與快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)之間，以及在更低功耗與MOSFET 尺寸之間進(jìn)行權(quán)衡。
服務(wù)器電源需具有大電流、低電壓和快速瞬態(tài)響應(yīng)，這意味著，相比其他應(yīng)用，服務(wù)器電源必須在更高的頻率下工作。為了滿(mǎn)足這些需求，并聯(lián)運(yùn)行多個(gè)降壓變換器（即多相降壓變換器）以驅(qū)動(dòng)公共負(fù)載至關(guān)重要。多相降壓變換器常用于服務(wù)器和電信行業(yè)，可以滿(mǎn)足其高功率要求。
多相降壓變換器的優(yōu)勢(shì)
一個(gè)系統(tǒng)的基頻實(shí)際上為原頻率乘以所用的相數(shù)。這使變換器可以在極高的頻率下工作，也意味著變換器能夠以更小的組件尺寸和更少的輸出電容來(lái)滿(mǎn)足更高的電流要求。
降壓變換器必須具有快速瞬態(tài)響應(yīng)，也就是說(shuō)，它必須能夠?qū)⒛芰繌妮斎肟焖賯鬏斨凛敵觥?duì)單相設(shè)計(jì)而言，它需要一個(gè)小型電感，但由此又會(huì)產(chǎn)生無(wú)用的大電流紋波。而采用并聯(lián)變換器來(lái)驅(qū)動(dòng)負(fù)載（并且每個(gè)分支都以相等的相移工作），穩(wěn)態(tài)電壓紋波以及輸入和輸出 RMS 電流都會(huì)降低，而且需要的輸入和輸出電容也更小。
這種電流紋波的有效消除使應(yīng)用更小的電感成為可能，同時(shí)也減少了瞬態(tài)電壓尖峰。其原因就在于倍頻效應(yīng)，即，若有N 個(gè)分支，則紋波幅度將降低N倍 ，頻率增大N倍。例如，一個(gè) 4 相應(yīng)用產(chǎn)生的總電感電流紋波 (IOUT = IO1 + IO2 + IO3 + IO4) 將小四倍，而紋波頻率則是單個(gè)相位的四倍（見(jiàn)圖 1）。
圖1: 總輸出電流紋波
多相變換器還能提高變換器的散熱效率。通過(guò)在多個(gè)相位之間分配電流，功耗也被分擔(dān)。這最大限度地減少了每個(gè)分支上的熱應(yīng)力，從而減小了散熱器尺寸，并使整個(gè)解決方案性?xún)r(jià)比更高。
多相降壓變換器的挑戰(zhàn)
多相變換器是提供超快響應(yīng)時(shí)間和高功率水平的關(guān)鍵。但在服務(wù)器電源等某些應(yīng)用中，系統(tǒng)所需的電力變化很大。例如，當(dāng)輸出電流為 100A時(shí)，需要所有相位來(lái)提供電流，但當(dāng)電流降至 10A時(shí)，那么由于附加功率開(kāi)關(guān)中存在開(kāi)關(guān)損耗，過(guò)多的相位將會(huì)降低效率。
采用數(shù)字控制器
數(shù)字控制器可以通過(guò)自適應(yīng)切相和相位控制等方法，根據(jù)負(fù)載電流的變化改變相位操作，從而進(jìn)一步提高效率。基于這些策略，設(shè)計(jì)人員可以在整個(gè)負(fù)載電流范圍內(nèi)獲得所需的目標(biāo)效率。
圖2: 切相
設(shè)計(jì)規(guī)格
表 1 為電源軌的通用需求。其中，輸入電壓(VIN)為12V，這是大多數(shù)應(yīng)用的通用值。輸出電流(ITDC)為220A，輸出電壓(VOUT)為 1.8V，這是服務(wù)器應(yīng)用中電壓軌的通用值。
表1: 電源軌規(guī)格
驅(qū)動(dòng)器和 MOSFET 的選擇
在大多數(shù)多相變換器中，每相峰值電流限制都為40A 左右。然而，行業(yè)的不斷創(chuàng)新導(dǎo)致解決方案現(xiàn)在能夠處理的峰值電流也明顯提高，例如，MP86957 等器件可提供高達(dá) 70A 的連續(xù)電流。這種設(shè)計(jì)規(guī)則還取決于其他參數(shù)，例如空間限制和散熱器的使用及其散熱特性。
采用多相變換器解決方案
本文以每支路約 40A的保守電流分布目標(biāo)和7 相設(shè)計(jì)為例，來(lái)說(shuō)明多相變換器的優(yōu)勢(shì)。 該設(shè)計(jì)將最大電流保持在足夠低的水平，使熱耗散和功率損耗更加易于管理。
選定的開(kāi)關(guān)頻率(fSW)為500kHz。由于倍頻效應(yīng)，7 相設(shè)計(jì)可以提供的總輸出紋波頻率為3.5MHz。
我們選擇可配置為最多 7 相操作的MP2965作為數(shù)字控制器。該控制器采用脈寬調(diào)制控制，根據(jù)輸入和輸出電壓，它可以隨時(shí)間實(shí)時(shí)調(diào)整PWM。為了完善該多相穩(wěn)壓器解決方案，該設(shè)計(jì)還采用了MP86945A，這是一款能夠?qū)崿F(xiàn)高達(dá) 60A 連續(xù)輸出電流的單片半橋IC。
圖 3：交錯(cuò)式降壓變換器功能框圖)
選擇輸出電感
輸出電感是一個(gè)重要參數(shù)，因?yàn)殡姼须娏髦羞^(guò)大的紋波會(huì)導(dǎo)致速度與效率問(wèn)題。每相最大電流紋波(ΔIL) 必須在最大相電流的20%至40%之間。在本例中，我們選擇了30%的電流紋波，而且目標(biāo)效率(η)設(shè)置為90%。
電感(L)可以通過(guò)公式(1)估算出來(lái)：
其中D為占空比，通過(guò)公式(2)計(jì)算得出：
輸入應(yīng)用的實(shí)際值之后，估算出電感(L)為220nH，如公式(3)所示：
選擇輸出電容
為確保電感電流的連續(xù)工作，通常選擇降壓變換器的最小電容來(lái)限制輸出電壓紋波。該紋波通常限制為平均輸出電壓的1%。根據(jù)系統(tǒng)規(guī)格，電壓紋波設(shè)置為18mV。輸出電容 (COUT) 可以通過(guò)公式(4)和公式(5)來(lái)計(jì)算：
在確定輸出電容時(shí)，需要考慮變換器中電流突變引起的電壓變化限制。換言之，需要計(jì)算輸出電容以將輸出電壓保持在其過(guò)壓(VOVER)和欠壓 (VUNDER)閾值范圍之內(nèi)。VUNDER可以用公式(6)估算：
其中LEQ 為等效電感（對(duì)7相設(shè)計(jì)而言，為L(zhǎng) / 7），DMAX為最大占空比。公式(6)中的COUT可以通過(guò)公式(7)來(lái)計(jì)算：
VOVER可以通過(guò)公式(8)估算：
公式(8)中的COUT可以通過(guò)公式(9)計(jì)算：
選擇上述公式結(jié)果中的最大值，從而滿(mǎn)足所有的操作要求。
確定輸出電容之后，再來(lái)計(jì)算電容的等效串聯(lián)電阻 (ESR)，ESR用于限制變換器在穩(wěn)態(tài)下工作時(shí)的輸出電壓紋波。輸出電壓紋波可通過(guò)公式(10)估算：
其中ESR可以通過(guò)公式(11)和公式(12)來(lái)計(jì)算：
請(qǐng)注意，我們所需的 ESR 值相當(dāng)小。要在不減小電容值或尺寸的情況下獲得如此小的 ESR 值，需并聯(lián)幾個(gè)小型電容器。 這樣，在電容值相加的情況下，降低了ESR值。
選擇輸入電容
輸入電容為變換器提供低阻抗電壓源并過(guò)濾輸入電流紋波。此外，在設(shè)計(jì)中增加相位會(huì)降低總輸入 RMS 電流，并將自熱效應(yīng)降至最低。圖 4 顯示了根據(jù)相數(shù)和變換器占空比得到的標(biāo)化電流值。
圖 4：標(biāo)化 RMS 電流與占空比和相數(shù)之間的函數(shù)關(guān)系
根據(jù)應(yīng)用的規(guī)格，通常選擇降壓變換器的輸入電容來(lái)限制輸入電壓紋波。在本應(yīng)用中，ΔVIN的值為240mV，輸入電容(CIN)可通過(guò)公式(13)和公式(14)估算：
結(jié)論
由于服務(wù)器系統(tǒng)對(duì)性能的要求較高，為滿(mǎn)足其瞬態(tài)響應(yīng)要求，同時(shí)還能夠承受大電流，大多數(shù)服務(wù)器和計(jì)算系統(tǒng)設(shè)計(jì)中都會(huì)用到多相降壓變換器。MPS的MP2965雙通道多相控制器能夠以最小的輸出電容提供出色的設(shè)計(jì)靈活性和快速瞬態(tài)響應(yīng)，而功率級(jí)集成了驅(qū)動(dòng)器和 MOSFET的MP86945A則可以確保系統(tǒng)保持高效率與高性能。
來(lái)源：芯源系統(tǒng)
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