【導讀】低側(cè)檢測的主要優(yōu)點是可以使用相對簡單的配置來放大分流電阻器兩端的電壓。例如，通用運算放大器的非反相配置可以成為需要能夠在消費市場空間競爭的成本敏感型電機控制應(yīng)用的有效選擇。
在低側(cè)電流檢測中使用單端放大器
低側(cè)檢測的主要優(yōu)點是可以使用相對簡單的配置來放大分流電阻器兩端的電壓。例如，通用運算放大器的非反相配置可以成為需要能夠在消費市場空間競爭的成本敏感型電機控制應(yīng)用的有效選擇。
基于同相配置的電路圖如圖1所示。
圖1。
然而，這種低成本解決方案可能會受到多種不同錯誤的影響。為了準確測量電流，我們需要考慮任何可能影響電路易受影響節(jié)點（例如放大器輸入）的非理想效應(yīng)。我們將在下面更詳細地討論這個問題。
微量電阻
一個重要的錯誤是與 R shunt串聯(lián)的 PCB 跡線的寄生電阻。由于 R shunt在毫歐范圍內(nèi)具有很小的值，因此與 R shunt串聯(lián)的任何寄生電阻都可能導致顯著誤差。通過 R雜散對該寄生電阻建模，我們得到圖 2中的原理圖。
圖 2。
根據(jù)應(yīng)用，I負載可高達數(shù)百安培。因此，即使是較小的 R stray值也會產(chǎn)生相當大的誤差電壓 V error。該誤差電壓將被放大器的增益放大并出現(xiàn)在輸出端。
由于銅電阻的溫度系數(shù)相當高（約 0.4%/°C），R 的值會發(fā)生雜散，因此誤差電壓會隨溫度變化很大。因此，雜散電阻會在承受較大溫度變化的系統(tǒng)中產(chǎn)生與溫度相關(guān)的誤差。為降低誤差電壓 V error，我們應(yīng)避免走線過長，以限度地減少 R雜散。
值得一提的是，消除 R雜散誤差的更有效解決方案是使用不同的放大器而不是同相配置。從圖 2中可以看出，同相配置具有單端輸入。它檢測節(jié)點 A 處相對于地的電壓。然而，差分放大器具有差分輸入并感測 R shunt兩端的電壓。這如圖 3所示。
圖 3。
差分放大器的傳遞函數(shù)由下式給出：
[v_{out}=frac{R_{2}}{R_{1}}left(v_{A}-v_{B} ight)=frac{R_{2}}{R_{1} }V_{分流器}]
由于放大器的差分輸入檢測分流電阻兩端的電壓，PCB 走線的電阻不會產(chǎn)生誤差。我們將在以后的文章中更詳細地研究差分放大器配置。
阻焊性
另一個誤差源是與檢測電阻串聯(lián)的焊錫電阻。這在圖 4中進行了說明。
圖 4。
在此圖中，負載電流沿紅色箭頭方向從左向右流動。垂直跡線將分流電阻器連接到放大器輸入端（In+ 和 In-）。因此，放大器會感測 A 點和 B 點之間的電壓差。感測電阻器的實際值為 R shunt +2R solder。焊接電阻可以在幾百微歐姆的范圍內(nèi)。
誤差變得顯著，尤其是當使用小分流電阻器時。例如，對于 0.5 mΩ 的分流電阻器和 I負載= 20 A，焊接電阻的誤差可能高達 22%。為解決這個問題，放大器輸入應(yīng)直接連接到分流電阻器而不是載流跡線。圖 5顯示了一個示例布局，可以提供更準確的結(jié)果。
圖 5。
在這種情況下，有兩對 PCB 焊盤：一對用于將 R shunt連接到負載，另一對用于將 R shunt連接到放大器輸入。在大電流應(yīng)用中，放大器汲取的電流 (I amp ) 遠小于 I load。這就是為什么上述布局可以減少阻焊誤差的原因。
為了更好地理解這項技術(shù)，讓我們比較兩種情況下的檢測電壓。使用圖 4所示的布局，檢測到的電壓為：
[v_{A}-v_{B}=left(R_{shunt}+2R_{solder1} ight) imes left(I_{load}+I_{amp} ight)]
由于 I amp比 I load小得多，我們有：
[v_{A}-v_{B}approxleft(R_{shunt}+2R_{solder1} ight) imes I_{load}=R_{shunt}I_{load}+2R_{solder1}I_{加載}]
等式 1。
這給出了 2R solder1 I load的誤差電壓。圖 5中的布局如何？這種布局的電路圖如下所示：
圖 6。
請注意，電流 I load不經(jīng)過 R solder2返回其源。測得的電壓為：
[v_{C}-v_{D}=R_{shunt} imesleft(I_{load}+I_{amp} ight)+2R_{solder2}I_{amp}approx R_{shunt}I_{ load}+R_{solder2}I_{amp}]
在這種情況下，誤差為 2R solder2 I amp，它遠小于公式 1的誤差，因為 I amp遠小于 I load。這種技術(shù)通常被稱為開爾文傳感，并在許多應(yīng)用領(lǐng)域得到使用。它使我們能夠準確測量阻抗。圖 7顯示了一些采用開爾文傳感技術(shù)的其他 PCB 布局。
圖 7.圖片（改編）由TI提供。
您可以在 Analog Devices 的“通過改進低值分流電阻器的焊盤布局來優(yōu)化高電流檢測精度”中找到更復雜的開爾文連接布局示例。
您可能想知道圖 5 和圖 7中描繪的三種布局中的哪一種可以導致更準確的測量？應(yīng)該注意的是，很難回答這個問題，因為結(jié)果取決于您在設(shè)計中使用的電阻器。不同的電阻器制造商在電阻器的標稱值時可能會使用不同的測量位置。
例如，如果電阻制造商測量了焊盤內(nèi)部的電阻，那么圖 7(a)中的布局可以為我們提供更準確的測量結(jié)果。
嘈雜的地面
圖 8顯示了另一個誤差源：噪聲接地。
圖 8。
我們討論過，由于同相配置具有單端輸入，它測量節(jié)點 A 相對于地的電壓。假設(shè)我們的電路板有一個專用的地平面。我們可以在非常靠近 R分流器的地方放置一個過孔，以將 B 點保持在系統(tǒng)接地電位，并限度地減少 PCB 走線電阻的誤差。另一個敏感節(jié)點是節(jié)點 C。任何耦合到節(jié)點 C 的信號都會被放大并出現(xiàn)在輸出端。因此，我們也需要將節(jié)點 C 保持在地電位。
然而，假設(shè)地面有噪聲并且一些電流流過接地層，如圖8所示。這將導致節(jié)點 B 和 C 之間存在電位差，而我們理想情況下希望它們具有相同的電位。
假設(shè)節(jié)點 B 保持在地電位，與地電流的電壓差將出現(xiàn)在節(jié)點 C 并在輸出端引入誤差。為避免此錯誤，建議使用使節(jié)點 B 和 C 彼此非常靠近的 PCB 布局。
把它們放在一起
圖 9顯示了一個考慮了上述注意事項的示例布局。此示例布局基于采用 SOT 23封裝的運算放大器。
圖 9。
請注意，開爾文連接用于檢測分流電阻器兩端的電壓。另請注意，R 1和 R分流器的接地側(cè)彼此非常靠近。請記住，開爾文連接有幾種不同的焊盤布局。您可能需要咨詢電阻器制造商或進行一些實驗以確定適合您設(shè)計的布局。
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