中心論題：
- 同步整流的發展趨勢
- 兩端整流器件的介紹
- 穩壓器模塊由一個電流源和比較器組成
- 采用這類器件需要理解的幾方面的設計考慮
解決方案：
- 通過前級減小的輸出電源紋波等方法節約功率和成本
- 快速對電容充電為MOSFET提供最大的柵極驅動
- 幾十納秒中提供快速方波柵極驅動克服諧振轉換器中波形的dv/dt相對較小問題
同步整流的優點眾所周知。功率FET的正向壓降一般明顯低于硅整流器的正向壓降，甚至低于肖特基二極管的正向壓降。
對設計過同步整流器電路或正考慮這樣做的人來說，問題也是顯而易見的。除了定時問題以外，另一問題是柵極驅動電壓隨著輸入及更加復雜的變壓器設計而變化，更不消提知識產權問題，因為許多同步整流器設計已取得專利。
本文討論一種新穎的解決方案，采用一個自供電兩端同步整流器器件。
同步整流的趨勢
隨著效率重要性的增加，采用同步整流器也越來越普遍。這是因為總線電壓趨向接近1伏，而電流要求以反比增長。一個典型的硅整流器在其正向偏置模式中的壓降約為1伏。同樣地，一個肖特基二極管在其正向偏置模式中的壓降約為0.5伏。同步整流器的正向壓降取決于MOSFET的導通電阻和器件中的正向電流。基于同步整流器的電源轉換器的正向壓降范圍普遍為50 mV到200 mV。
對于3.3伏的輸出電壓，如果采用肖特基二極管，變壓器的輸出電壓須為3.8伏，而如果采用正向壓降為100 mV的同步整流器，則變壓器的輸出電壓須為3.4伏。肖特基型整流器的效率為3.3 V/3.8 V，或86%，而同步整流器的效率為3.3 V /3.4 V，或97%。僅輸出段的效率就提高了11%。通過前級減小的輸出電源紋波，及減小其他元組件上的應力，包括變壓器、電源開關和輸入濾波器，以節約功率和成本。
同步整流更加重要，因為各種經濟體均采用環保政策，如美國能源之星(Energy Star)提議的新要求。能源之星計劃為基于銘牌功率水平的電源提出特定最低能效要求。比如，任何額定值為51瓦或以上的電源效率必須至少為85%。對于較低的功率水平，可以用公式計算能源之星額定值的最小允許效率。
許多設計人員，因其設計復雜或知識產權問題而不愿采用同步整流器。減輕設計工作后，同步整流可以與兩端二極管一樣簡單。過去二十年在同步整流器電路方面作了許多工作，因此在各類實踐應用中出現了許多專利。這對于電路設計人員是一個挑戰，要么繞過現有的知識產權，要么就只能支付專利費。
兩端器件
實現與兩端整流器功能相當的器件，必須包括一個MOSFET，一個控制該器件以及內部偏置電源的非常快速且非常敏感的電路。這樣的電路如圖1所示。
與同步整流器一樣，功率MOSFET工作在第三象限。比較器檢測MOSFET上的電壓，當體二極管正向偏置時，比較器導通MOSFET。這部分電路面對的挑戰是讓比較器隨著小的過載信號快速開關，并且以大驅動電流快速開關MOSFET。
穩壓器模塊由一個電流源和比較器組成，根據內部電容上的電壓啟動或關閉電流源。必須快速對電容充電，以便在窄占空比工作模式中，如在電流限制或啟動時，將電容充電至5伏，為MOSFET提供最大的柵極驅動。
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比較器輸入端有一個具穩定作用的小偏置電壓。如果偏置電壓要改變極性，在輕載工作模式，此時比較器將看到體二極管的正向壓降，同時導電開始并且導通MOSFET。在輕載工作模式中，正向電流將足夠低，以使FET電阻上的正向壓降低于偏置電壓。在這種情況下，器件將回退并再次檢測體二極管上的壓降。這樣會產生振蕩。
這種方案的優點在于使電路設計人員輕松實現同步整流器。另一個優點在于開關速度一致，因為柵極驅動電壓恒定。在分立同步整流器設計中，柵極一般由變壓器線圈驅動。因此，柵極上的電壓隨輸入電壓而變化。柵極電壓越高，關斷時的延遲時間越久，因為柵極電容必須比低線時在更大的電壓范圍內放電。
例如，如果MOSFET的柵極導通電壓為2.5伏，柵極驅動為5伏，那么驅動器必須放電柵極2.5伏才能開始其關斷過程。在高線時，柵極電壓可以高達20伏，要求驅動器在關斷過程開始之前必須放電柵極12.5伏。所以開始關斷MOSFET所需的放電就是五倍，產生的定時差別就是幾十納秒。
內部穩壓電源的另一個優點在于它用在諧振轉換器時。因為諧振轉換器中波形的dv/dt相對較小，所以直接用變壓器線圈驅動MOSFET是不可行的。通過在幾十納秒中提供快速方波柵極驅動讓此電路克服了這個問題，而與轉換器的電壓波形無關，因此解決了諧振轉換器的一個主要問題。
適用于此設計的兩種應用是之前討論過的諧振轉換器和非連續反激轉換器。采用這種器件已經建造了幾種非連續反激轉換器，而且與肖特基型整流器相比，效率提高了2%到10%。效率提高的優勢體現在幾個方面。散熱器減小了，成本降低了，空間和重量減小了。不僅是整流器，還有電源開關和變壓器的內部溫度也降低了，從而提高了系統的可靠性。
用非連續模式反激轉換器對這一器件進行測試。它設計工作在36到72 Vdc的標準電信輸入范圍內。根據此器件的初始測試，測量到效率明顯地提高。以肖特基二極管(MBRB4030)，然后以BERS(NIS6111)同步整流器進行效率測試。功率FET的溫度也明顯降低，因為電路中同步整流器產生的功率也下降了。圖2所示 5安培負載條件下，FET溫度下降了20℃到40℃。從而能節約散熱器并提高可靠性。
設計考慮
采用這類器件需要理解幾方面的設計考慮。最重要的考慮之一是需要足夠的反向電壓保持控制電路工作。如圖1所示，穩壓輸入使芯片的偏置電源對內部電容充電。此輸入工作在完全柵極驅動的反向電壓要求為6.5到28伏。電容充電時間大約為200 ns，所以不需要長脈沖。在許多情況下，穩壓輸入引腳可以與陰極引腳直接連接，以得到真正的兩端工作。如果陰極沒有足夠的電壓，此引腳可以連接到變壓器上的一個插頭。輸出電壓非常低時會發生此類情況，此時電壓范圍在3伏以下，實例如圖2所示。
圖2 肖特基與BERS的電源轉換器效率比較
圖3. 低輸出電壓轉換器原理圖中的升壓線圈
器件在下降柵極驅動工作，穩壓輸入電壓為5.2伏。在電容上保持足夠的電壓，使FET導電，是非常重要，這樣主電流就不會流過體二極管，因為這將顯著提高器件的功耗。必須對所有情況下的電路進行分析，包括輸出電容上無電壓的啟動和短路時。在這些情況下，穩壓輸入引腳上的電壓完全來自變壓器線圈，因此匝數比必須作相應設計。例如，如果低線輸入電壓為36伏，最大匝數比應為36/5.2或6.9:1。雖然稍小的匝數比在這些時段將提高柵極驅動，但這能確保器件在導通情況下工作。
如前所述，比較器上有一個小偏置電壓，以確保器件在輕載時的穩定性。因為偏置的極性，關斷整流器需要一些反向電流。FET電阻最大值為5毫歐，最大偏置電壓為5 mV，所以所需的最大反向電流為5 mV/5mW，或1安培。這是器件的限制，限制其在一些電路中使用，如正向轉換器中的上部整流器。在“二極管”反向偏置的情況下，如果變壓器重置而且在許多應用中可能沒有1安培電流，造成芯核重置問題。
再參考圖1，芯片的各個引腳上都有功率FET的柵極、漏極和源極。這樣就使它可以連接外部FET，以降低損耗。其他FET在減小等效“二極管”導通阻抗的同時，也可以稍微增加開關時間，也提高了關閉器件所需的反向電流。反向電流是偏置電壓與等效導通電阻的商，所以額外的并聯FET將所需的反向電流提高一倍。和其他電子器件一樣，最大額定值必須符合器件的熱工作。
結語
因為微處理器總線電源的趨勢是電壓越來越低，電流越來越大，所以同步整流器在電源轉換中越來越重要。因為柵極驅動電平的變化，以及諧振轉換器特有的問題，所以電流驅動電路存在一定的限制。帶穩壓內部電源電壓的自驅動FET可以解決這些問題，并且簡化了電源工程師的設計工作。
