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中心議題：

• 測量器件飽和功率和增益的方法

解決方案：

• 確定所有參數以便DUT的電流消耗不會偏離靜態電流
• 必須校準頻譜分析器的輸入輸出路徑

RF晶體管和RF集成電路上的功率測量的復雜性日益增大。在高功率設備性能測量中，最重要的是測量飽和功率，由于很難用CW技術來評估參數，它通常在脈沖狀態下測試。本文介紹的方法消除了用于測量的經典方法中的某些重大缺點。該方法無需外部個人電腦，只使用了Rohde&Schwarz公司的一些SMIQ信號發生器，并利用了如同高動態范圍峰值計量器一樣工作的FSP信號分析儀的一些鮮為人知的性能。

通過使用線跡算術運算(trace math)和標記，可以在一直到設備飽和功率級的任何一個壓縮級直接讀取增益和功率。對一個來自Freescale半導體為UMTS頻段(模式 MW4IC2230MB)而設計的高增益LDMOS電源RF集成電路進行測量顯示了該方法的優點。

飽和功率是一個重要的設備或放大器特性，因為數字預矯正系統常常被用來線性化多載波蜂窩基站功率放大器。飽和功率通常看成是前置補償功率放大器可能的最大輸出功率。即使LDMOS設備比雙級晶體管更強健，要測量高CW功率級仍然困難。實際上，自熱式設備幾乎不可能產生準確和可復驗的測量。這樣的結果是，通常采用脈沖信號完成飽和功率的測量。典型地，使用具有脈沖輸入的信號產生器和具有兩個感應器的峰值功率計量器。于是，設備的輸入功率會得到增加，部分輸出功率與輸入功率之比可在PC的幫助下得出。

然而，該方法的準確度有限。雙通道峰值RF功率計量器要求兩個感應器在給定的動態范圍內運作以獲得更佳的準確度。假如測試工作臺設計適當，該條件很容易實現。可是如果被測器件(DUT)有高增益，比如象多級RF集成電路，就會出現另一個錯誤源：感應器不能在校準(當被測器件被穿透基準取代)和測量期間，在同一動態范圍內運作。因而，在測量結果和工作臺被校準的功率級別之間，存在相互依賴性。

測試工作臺

測試臺(圖1)使用一個與SMIQ RF信號發生器“脈沖”輸入相連接的脈沖發生器。為了在功率掃描模式中使用SMIQ，功率掃描必須與信號分析器中的時基掃描同步。幸好，當與二極管檢測器和類似XY模式濾波鏡的顯示器相關聯時，這一類信號發生器具有可以被用作純量網絡分析儀(SNA)的特性。在SMIQ的后部面板上，有幾個帶有功率掃描斜線以驅動濾波鏡的X軸的BNC連接器，以及校準顯示器X軸的標記。既然這樣，“標記”的輸出被當作信號分析器的觸發信號來使用。
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SMIQ的“標記”輸出與一根BNC電纜相連，連接到FSP的“外部觸發器”輸出。“標記1”設置為“掃描開始”值，SMIQ的RF輸出與一個可變衰減器相連。這樣，DUT輸入上的功率等級可以在不改變信號產生器中掃描過程的“開始”和“停止”值的情況下被調整。
我們傾向于推薦該方法，因為如果掃描時的“開始”和“結束”值被修改，而“標記1”的位置未變，則射譜分析器的同步將會不規則，而一旦標記處于功率掃描范圍外，甚至會無法同步。一個高功率放大器被用來驅動DUT以確保驅動器放大器在DUT之前不會飽和。輸入輸出耦合器允許對要發送到頻譜分析器的信號部分取樣。一個校準衰減器被用作負載量，以便獲得一個在進入負載衰減后作為偏差可以用標準功率計量表測量的準確功率參數。

在測量之前，必須校準頻譜分析器的輸入輸出路徑。通常，DUT被一個穿透基準取代，并且信號發生器在CW模式下工作。功率計量器讀取貫穿穿透基準的功率等級，而頻譜分析器在“零檔”模式讀取輸入或輸出耦合器的耦合路徑上的絕對功率。這樣就有可能確定通向頻譜分析器的輸入輸出路徑上的衰減。稱這些值為將來參數的“IN_OFFSET”和“OUT_OFFSET”。 確定所有參數以便DUT的電流消耗不會偏離靜態電流，從而確保穩定的熱反應。信號發生器通過選擇模擬調制清單上的脈沖可選項轉換為脈沖模式。在掃描清單中，選擇功率掃描模式。開始等級被設置為-20dBm，停止等級設置為0dBm。0.2dB的步長可有101個測量點。必須小心選擇停頓時間。如果選擇的值太小，在功率掃描期間可能出現的瞬變會導致DUT損耗的電流與靜態電流偏離。在保持20s的適當短暫掃描時間時，200ms的停頓時間可以忽略其影響。同一個清單上，標志1被設為掃描的開始值，即-20dBm，由選擇“開”狀態激活。圖2顯示了詳細的配置序列。
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正如已經提到的一樣，頻譜分析器在“零檔”模式下使用。不論是分辨率帶寬還是視頻帶寬，均設為10MHz，因為頻譜分析器被用來測量峰值功率。基于同樣的理由，檢測器必須在“最大峰值”模式下設置。選取25s的掃描時間以便獲得對屏幕的整體掃描。選擇外部觸發器的可選項。利用“觸發器偏差”特性將屏幕上的軌跡置于中心也是一種明智的選擇。-2s即是合適的。圖3顯示了詳細的配置序列。
對脈沖長度和工作循環的選擇必須不干擾測試時設備的熱態，同時還必須符合頻譜分析器的響應時間。1?s的脈沖時長和1ms的循環周期會有好結果。

這一段介紹的結果是基于對Freescale半導體為UMTS波段(MW4IC2230MB)設計的LDMOS電源RF集成電路的測量結果。它具有大約30dB的微信號增益和遠大于+47dBm的飽和功率。由于它的高增益，它是有關該方法優點的一個完美范例。

輸入變數衰減器最初被設置為它的最大值。DUT被連接，頻譜分析器被連接到輸出耦合器的耦合路徑。當處于“清除/寫”模式時，輸入功率斜線在分析器屏幕上被描繪成一個不對稱的鋸齒形。然后，可變輸入衰減器被斷開，并且將開始出現DUT飽和的影響(斜線的頂部開始彎曲)。衰減不斷減小直到鋸齒形的頂端被切斷，確保達到飽和。

用于頻譜分析器的功能序列顯示在圖4中。此刻，頻譜分析器連接到輸入，且輸入功率在第二條線跡(線跡2)獲取，并保持在“觀察”模式。圖5中的黑色線跡即得。當在輸出再連接分析器之后，從第三條線跡(線跡3)獲得輸出功率，同樣也保持在“觀察”模式。通過設置“輸出偏差”值的參數等級偏差，該值在校準階段被設為43.7dB，從“線跡3”可以直接讀取以dBm為單位的絕對輸出功率，圖5中的綠線即得。通過在鋸齒末端的平面區域安置標記，可以讀取如圖5 中綠線所示的飽和功率。MW4IC2230MB顯示+47.23dBm的飽和功率。


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功能序列

用于頻譜分析器的功能序列顯示在圖6中。線跡1設定為計算“線跡1”減去“線跡2”，后者包含了輸入功率。這樣，新獲取的輸出功率將提供一個以dB為單位的增益圖。“線跡位置”特征被用作獲得直接讀取以dB為單位的絕對增益的一個偏差。線跡偏差被設置為“輸出偏差”減去“輸入偏差”。這種情況下，“輸入偏差”在校準階段被確定為30.7dB，結果得到偏差值為13dB。該值不能直接作為以dBm為單位的偏差值加入，因為“線跡位置”清單只接受作為Y刻度百分比的輸入。旋轉鈕用來獲取與13dB偏差值相對應的正確百分比。圖7中的藍線即為所得。 增益(藍線)和輸出功率(紅線)被同時繪制，且每個圖都被“校準”，也就是說，標記讀取值就是絕對值。標記1設置在藍線上的微信號增益上，測量值為 29.8dB。該標記被用作“變量增量標記”的參數。還是增量曲線，一個標記被用于“變量增量標記”模式以確定1dB壓縮級(標記2)，另一個以確定 3dB壓縮級(標記3)。當挑選功率線跡后，第四個標記(綠線上的標記4)被設為與標記2或者標記3同樣的橫坐標，以便直接讀取在1或3dB壓縮級上的輸出功率。在該例中，可獲得+45.74dBm的1-dB壓縮級和+46.69dBm的3dB壓縮級。在脈沖條件下進行功率測量的方法允許在高功率RF晶體管和RF集成電路中被快速和方便地執行，消除了以往方法的局限性。